高頻調諧器(高頻頭)原理

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1、第六章 高頻調諧器(高頻頭) 6.1 高頻調諧器的功用及性能要求高頻調諧器的功用及性能要求6.2 高頻調諧器的功能電路分析高頻調諧器的功能電路分析 6.3 TDQ3型調諧器電路分析型調諧器電路分析 6.4 頻道預置器頻道預置器 復習思考題復習思考題 6.1 高頻調諧器的功用及性能要求 6.1.1 高頻調諧器的原理框圖及功用高頻調諧器又叫頻道選擇器, 俗稱高頻頭。它一般由輸入回路、高頻放大器、本機振蕩器和混頻器等幾部分組成, 其框圖如6-1圖。 圖 6-1 高頻調諧器方框圖 高頻調器的作用可以歸納為如下三點:(1) 從接收天線中感應的許多電信號中, 通過輸入回路和高放級回路選擇出需要的電視頻道節(jié)

2、目。(2) 將選擇出的高頻電視信號(包括圖像和伴音高頻信號), 經高頻放大器放大, 提高靈敏度, 并滿足混頻器所需要的幅度。(3) 通過混頻器將圖像高頻信號 (fP) 和伴音高頻信號 (fS) 變換成各自固定的圖像中頻 (fPI)和第一伴音中頻 (fSI) 信號, 然后送到中頻放大器再進一步放大。高頻調諧器分機械調諧和電調諧兩類。機械調諧高頻頭是通過改變電感進行頻道選擇的。 該調諧方式的優(yōu)點是: 開關每轉動一檔, 就可切換一個頻道, 不需另加選臺裝置 電性能穩(wěn)定, 維修調整均方便。主要缺點是體積大、機械結構復雜, 并且機械觸點多, 用久易發(fā)生接觸不良 電調諧高頻頭是通過改變回路中的電容進行頻道

3、選擇的。 目前, 都是采用變容二極管代替可變電容。 它的優(yōu)點是無機械觸點、 壽命長。 在波段范圍內頻率連續(xù)可調, 但頻率位置不能固定, 在更換臺時需臨時調整。 為避免這一麻煩, 就必須附設多路頻道預選器。 另外, 電子調諧器的本振頻率易受溫度變化的影響, 故常設AFC電路。不論是機械調諧還是電調諧, 都必須同時改變輸入回路、 高放及本振回路的調諧參數(shù)(電感或電容)才可以切換頻道。 近年來, 電視接收機調諧器不僅出現(xiàn)了各種類型的模擬或數(shù)字式電子選臺和自動預選裝置, 而且已廣泛使用光控式近紅外遙控器, 以及與微處理器結合的多功能遙控器, 應用語言識別技術的語言遙控器也正在進行研究。 6.1.2 對

4、高頻頭的主要性能要求 1. 噪聲系數(shù)小、 功率增益高、 放大器工作穩(wěn)定噪聲對圖像來說, 表現(xiàn)為不規(guī)則的雪花樣點狀的干擾。 電視機整機輸出信噪比的好壞, 主要取決于調諧器高放級噪聲系數(shù)的大小。 多級放大器總的噪聲系數(shù)可以表示為 式中, NF1、NF2等為各級噪聲系數(shù)AP1、AP1等為各級功率增益?？梢? 提高調諧器的功率增益對于減少整機噪聲十分重要。 一般要求高頻頭的功率增益20 dB, 噪聲系數(shù)低于8 dB。 .11213121ppFpFFFAANANNN2. 具有足夠的通頻帶寬度和良好選擇性高頻調諧器應該具有從接收天線感應得到的各種電磁信號中選取所需要的頻道信號、抑制鄰頻道干擾、鏡像干擾和中

5、頻干擾的能力。因此要求它有合適的通頻帶和良好的選擇性。一般要求高頻調諧器鏡頻抑制比(IMR)大于40 dB, 中頻抑制比(IFR)應大于50 dB。高頻調諧器的頻率響應曲線由輸入回路、高放、混頻級及其耦合回路的頻率響應所決定。 黑白電視機為了使畫面雜波少而清晰, 希望調諧器頻率特性的通帶不要太寬, 如圖6-2 (a) 所示。而彩色電視機除了希望通帶不要太寬外, 為了減少彩色失真, 還希望頻率特性通帶內增益變化較平穩(wěn)。其幅頻特性如圖6-2 (b) 所示。 圖 6-2 調諧器的幅頻特性 3. 與天線、 饋線有良好的匹配關系高頻頭的輸入阻抗就是饋線的終端負載阻抗。而各種負載線都有一定的特性阻崐抗ZC

6、 (它只與傳輸線材料、結構形狀及尺寸有關, 而與終端負載、傳輸線的長度、始端信號源電動勢無關)。如果負載阻抗ZL=ZC, 則由天線送來的功率將完全為負載所吸收, 這時只有從天線向高頻頭傳輸?shù)娜肷洳? 沒有反向傳輸?shù)姆瓷洳?。如果ZLZC, 則在饋線終端將會產生反射波, 這樣不僅使信號功率不能完全被高頻頭所接收, 而且由于原入射波形成的電視信號與經反射后再次入射的電波形成的電視信號之間有一定的時延, 從而使熒屏上顯示的圖像產生重影。為了便于匹配, 調諧器輸入、輸出阻抗均設計為75 , 正好與電視機拉桿天線或共用天線分支器插孔的等效阻抗相同, 采用特性阻抗為75 的同軸電纜線直接相連就可以匹配。當采

7、用特性阻抗為300 的半波折合振子引向天線或X型全頻道天線時, 我們除采用特性阻抗為300扁平雙導線作饋線外, 還在饋線和調諧器之間接入天線匹配器。 4. 高放級應設有自動增益控制電路一般要求自動增益控制范圍應達到20 dB以上, 以保證當天線輸入電平, 在一定范圍內變化時, 視放輸出電壓基本保持幅度穩(wěn)定。 5. 本機振蕩的頻率穩(wěn)定度要高, 且對外輻射小通常要求VHF段本振漂移小于300 kHz, UHF段本振漂移小于500 kHz。 6.2 高頻調諧器的功能電路分析 6.2.1 機械調諧與電子調諧原理為了收看不同頻道的電視信號, 根據(jù)需要能改變(切換)信號的頻道 , 即所謂高頻調諧。 調諧的

8、方法有兩種: 機械調諧 (改變LC回路的電感值) 和電子調諧 (改變LC回路的電容)。 一、 機械調諧常用機械調諧有兩種。開關式高頻頭, 如KP122型, 對應每個頻道的輸入線圈、 高放負載線圈和本機振蕩線圈都是獨立的, 因此在頻道切換時互相不干擾。 在每個被切換線圈內部都有一個可調節(jié)的銅芯, 可以通過齒輪機構分別微調, 一次調準后, 就不再需要重新調節(jié)。 缺點是由于觸點多而產生機械故障。轉盤式高頻頭, 它們的線圈在15頻道和612頻道中, 有些是共用的, 用一個可變電感進行微調。 因為線圈與線圈之間互相牽制, 所以調試比較麻煩, 在更換頻道時都需要重新進行微調。 但觸點少, 結構緊湊、 機械

9、故障可能性小。 二、 電子調諧原理 1. 變容二極管及電子調諧基本原理如前所述, 如果改變諧振回路的電感(如機械調諧)或改變電容(電子調諧), 均可改變諧振頻率f0, 使其諧振在某電視頻道的中心頻率上, 以實現(xiàn)轉換頻道和選臺目的。 高頻頭的各調諧回路中的可變電容器件都采用變容二極管替代。變容二極管實質上就是一個結電容Cj隨外加反向偏壓變化范圍比較大的PN結晶體二極管。根據(jù)理論分析, 結電容可表示為 式中, C0是偏壓 UR為零時的結電容, UR為PN結上的直流偏壓, 是PN結的擴散電位, n為PN結附近雜質濃度決定的一個常數(shù)。工作中, 變容管不允許工作在正向電壓狀態(tài), 否則其結電阻很低(約幾十

10、歐), Q值很低, 諧振電路不能工作, 所以必須工作在反向偏壓狀態(tài)。由上式可見, 變容管的結電容Cj在零偏時最大, 隨外加負偏壓的增加, Cj將成指數(shù)下降。變容管的符號及壓控特性(以變容管2CB14為例)如圖6-3所示。 圖 6-3 變容管2CB14 壓控特性當偏壓從-3 V變至-30 V時, 電容量由18 pF變到3 pF, 電容變比(即電容覆蓋系數(shù)) 變容管的高頻無載品質因數(shù) 式中, Rs為體電阻, 由P型和N型半導體材料決定, 通常值小于2 。由式中可見, 反向偏壓UR越高, 則Cj越小, Q值越高。 反之則Q 值就低。變容二極管外加負偏壓的調節(jié)是靠電位器R實現(xiàn)的, 如圖6-4所示。如果

11、R活動觸點向上調節(jié), 則UR增加、Cj下降, 從而調諧回路頻率f0升高, 實現(xiàn)了調諧和選臺。 sjNMcRCQCCN16圖 6-4 電子調諧原理電路 2. 波段覆蓋和電子開關已知變容管2CB14的CM=18 pF、CN=3 pF, 其電容覆蓋系數(shù)(即電容變比)為NC=CM/ CN =6。由于變容管用于調諧頻率, 因而最重要的是它的變化范圍(變比), 而不是電容量的絕對值。由圖6-4可見, 諧振回路的頻率為45. 262121)(2110NMMNNMjjjjCCLCLCffCCLCCCCCLf所以變容管2CB14使諧振回路頻率最大變比以電視VHF頻段為例, 其最低頻道中心頻率為52.5 MHz,

12、 第12頻道中心頻率為219 MHz, 其比值為4.17, 顯然2CB14變容管不能滿足覆蓋VHF全波段的要求。 假若再考慮分布電容的影響, 則變容管改變諧振回路變比還要小于2.45。 因此, 需將VHF范圍內的12個頻道劃分為兩個波段, 15頻道為低頻段, 612頻道為高頻段。采用電子開關切換電感線圈, 以便得到高、低兩個頻段。低頻段(15頻道)頻率變比為68. 15 .52881MHzMHzN則 變 容 管 電 容 覆 蓋 系 數(shù)NC1=N21=2.82。高頻段(612頻道)頻率變比為 則 變 容 管 電 容 覆 蓋 系 數(shù)NC2=N22=1.64。這樣, 2CB14就都能滿足頻率覆蓋的設

13、計要求。圖6-5為電子開關頻段切換原理電路。 28. 11712192MHzMHzN圖 6-5 電子開關頻段切換原理圖 當電源開關S接通-4V, 電子開關VD1、VD2截止, 相當開路, 這時初級回路電感為L1+L2, 次級回路電感為L3+L4, 回路工作在15頻道。 當S接通+12 V, VD1 及VD2導通, L2及L4被短路, 則初級回路電感為L1 、次級回路電感為L3, 這時回路工作在612頻道, 從而實現(xiàn)頻段切換。該電路要求開關二極管正向導通電阻小于1 , 以確保導通時的短路作用, 要求其反向電阻大, 并且反向結電容很小(小于1 pF), 以保證V截止時的交流開路作用。 3. 電調諧

14、高頻頭的統(tǒng)調與跟蹤在機械調諧的高頻頭中, 改換頻道時是四組線圈(選頻回路、 高放雙調諧負載回路、本振回路)同時切換, 只要電感線圈選擇恰當, 原則上每一頻道都能達到滿意的跟蹤。但跟蹤卻是電子調諧器的特殊問題。因為輸入選頻回路、高放雙調諧負載回路及本機振蕩回路中的變容二極管, 均使用同一調諧電壓(BT)來控制其電容值, 我們要求無論電位器R(見圖6-4) 調到任何位置, 也不管此時變容管Cj是何值, 輸入選頻回路、高放雙調諧回路對應的諧振頻率均應相同。這就是所謂的統(tǒng)調。同時, 要求在全頻段內, 本振回路諧振頻率(即振蕩頻率)應處處與輸入選頻回路、 高放雙調諧回路的諧振頻率相差38(或37)MHz

15、的固定中頻, 通常稱為點點跟蹤。一般難于做到點點跟蹤, 往往只能做到高、中、低頻三點跟蹤或高、低端兩點跟蹤。 6.2.2 輸入回路電視機高頻調諧器的輸入回路應具有以下作用: 頻道選擇(選臺) 阻抗匹配, 既要與高放輸入端匹配, 又要與天線饋線實現(xiàn)阻抗匹配 抑制中頻干擾和鄰頻道信號干擾 對于天線的強輸入信號給予一定的衰減等。一、 選頻電路選頻電路用來完成選頻及阻抗匹配兩個任務, 它是輸入電路中的主要電路。 為了滿足選頻的要求, 選頻電路通常都是由電感和電容組成的單調諧的諧振回路。常用基本選頻電路結構形式如圖6-6所示。 圖 6-6 高頻頭常用的選頻電路 電調諧電路與機械調諧高頻頭電路的原理及電路

16、結構是相同的, 兩者的區(qū)別是, 機械調諧器通過切換電感來改變頻道, 而電調諧器則是通過改變調諧回路電容來進行選頻的。 1. 選頻電路如何實現(xiàn)阻抗匹配選頻電路通過電感抽頭和電容分壓方式與饋線及高放級連接, 其目的是實現(xiàn)良好的匹配, 避免產生反射等現(xiàn)象。下面以圖6-6 (a) 為例分析其阻抗匹配作用。圖6-6 (a) 的等效電路如圖6-7 (a) 所示。 圖 6-7 圖6-6 (a) 的等效電路 我們把75不對稱天線輸入信號等效為內阻為75 的信號源es, 電容抽頭的一端與高放管基極相連, 基極輸入阻抗可以看成是輸入電阻Ri和輸入電容Ci相并聯(lián)。 將圖 (a) 中Ri、Rs折合到并聯(lián)諧振電路兩端,

17、 則得到圖6-7(b) 所示的等效電路, 圖中:選頻電路輸入電阻 sssRLLLRnnnR22212221)()(6-1) 等效負載電阻iiRCCCR2221)(6-2) 諧振電路總電感為 L=L1+L2 諧振電路總電容為 選頻電路本身損耗為 R0=0LQ0 R0越大則回路損耗越小, 式中0為該LC電路的諧振頻率, Q0為電路本身的無載品質因數(shù)。由圖 (b) 等效電路可以看到, 要實現(xiàn)輸入端與輸出端的阻抗匹配, 必須滿足條件: iiCCCCCCC2121)(式中, Rs為選頻電路的輸入阻抗, RiR0為選頻電路的輸出阻抗。 (6-3)式就是采用電感抽頭、 電容分壓方式的選頻電路與饋線及高放管連

18、接時實現(xiàn)阻抗匹配的條件。 由(6-1)和(6-2)式可見, 只要適當選擇L1、L2與C1、C2的比值即可達到滿意的阻抗匹配, 從而獲得最大功率輸出。 2. 選頻電路的諧振頻率和選擇性根據(jù)圖6-7 (b) 可得到選頻電路的諧振頻率: LCf210此電路的選擇性用有載品質因數(shù)QL表征: 式中, f0為頻道中心頻率、B為頻道的通帶, 一般取B=8 MHz。不同頻道, 為滿足選擇性要求, 其有載品質因數(shù)值是不同的。 3. 選頻電路的插入損耗由于選頻電路本身存在損耗電阻R0, 因此在信號的傳輸系統(tǒng)中插入它以后, 必然要增加一些功率損耗。而且該電路的Q0越低、R0越小, 則損耗越大。插入損耗的存在造成了電

19、視機噪聲系數(shù)增大和靈敏度降低。BfQL0為了衡量選頻回路本身消耗功率的程度, 把在同一負載上, 當回路插入到傳輸系統(tǒng)后負載上所得到的功率P2,與回路插入前送到負載上的功率P1之比值,定義為該回路的插入系數(shù)A。由圖6-7 (b) 中, 當選頻電路插入后, 送給負載的功率為 issisisiisiggIgggIgRRRRIRUP20220222)1()1111(式中, U為等效負載電阻Ri兩端的電壓。選頻電路插入前, 送給同一負載Ri的功率相當于插入回路無損耗(即R0=)時的理想條件下送給Ri的功率, 為 2020221222221)1()()111(ggggggggPPAggIgRRRIRUPs

20、isiSiiiisi因此插入損耗 (6-5)將諧振電路空載品質因數(shù)Qo=oL/Ro=WoLgo及有載品質因數(shù)QL=oL/RL=Wo Lg代入(6-5) 式, 則有 )()1lg(10)1 (2020dBQQAQQALL插入損耗用分貝表示為顯然A=P2/P1可以描寫選頻電路加入后的損耗情況, A越接近1, 則P2越接近P1, 損耗越小。 由(6-4)式和(6-6)式可知, 頻道越高, QL越大, 插入損耗也越大。噪聲系數(shù)與插入損耗有關, 為了減小噪聲, 應盡量減小插入損耗, 一般希望它在1 dB以下, 即QL值應取得小一些, 這樣雖然使頻帶寬度增加一些, 某種程度上降低了選擇性, 但卻提高了輸出

21、的信噪比, 從而提高電視機的靈敏度。 二、 中頻抑制電路為了提高高頻頭對中頻干擾信號的抑制能力, 通常在輸入回路中加入中頻吸收電路, 或稱為中頻抑制電路。 常用的幾種中頻吸收電路如圖6-8所示。圖 (a) 為并接在輸入端的LC串聯(lián)諧振電路, 它對中頻干擾產生諧振, 從而將中頻干擾短路, 起到抑制中頻干擾的作用。圖 (b) 為串接在輸入端的LC并聯(lián)諧振回路, 它對中頻干擾產生并聯(lián)諧振, 呈最大阻抗, 起到阻塞作用。圖 (c) 用T型高通濾波器(C1、 C2、L1)和串聯(lián)諧振回路(C3、L2及C4、L3)組成的吸收電路。雙串聯(lián)諧振電路將中頻短路, 而對高頻信號呈現(xiàn)高阻抗, T型高通濾波器對高頻信號

22、衰減很小, 對中頻及其以下頻率衰減很大。圖 (d) 為由L2、 C2、L4構成高通濾波器和由L1 、 C1和L3 、C3并聯(lián)諧振電路組成的吸收電路, 抑制中頻及以下的信號, 中頻以上的信號順利通過。 圖 6-8 幾種常用的中頻吸收電路 三、 寬頻帶平衡不平衡天線匹配器如6.1.2節(jié)所述, 當采用特性阻抗為300 半波折合振子引向天線等室外天線時, 需要在饋線與調諧器之前加天線匹配器, 將300 對稱輸入變換為75 不對稱輸出, 然后再用75 同軸電纜接入選頻電路。 它由兩個傳輸線變壓器組成, 其結構簡單、 便宜、 重量輕且具有很寬的傳輸頻帶, 很適合于高頻電路。天線匹配器的結構及原理電路如圖6

23、-9所示。 它是用雙股導線并繞在具有高導磁率雙孔磁芯上, 每個小孔內各繞一組, 構成兩組1 1的傳輸線變壓器。 圖 6-9 天線匹配器 1. 傳輸線變壓器特性每一組變壓器均可看作為一傳輸線, 例如aa端到bb端, 其特性阻抗 , 其中L0和C0分別為傳輸線單位長度的分布電感和初次級間的分布電容。根據(jù)傳輸線理論可知, 當從傳輸線變壓器輸入端看入(例如從aa端向右)的輸入阻抗為00/CLZcltgjZZltgjZZZZLccLci22(6-7)式中, ZC為特性阻抗, ZL為負載阻抗, l為傳輸線長度, 為高頻電磁波在傳輸線上傳播時的波長。 由(6-7)式可知, 當傳輸線終端匹配時, 即ZC =

24、ZL 時, 則Zi= ZL = ZC, 可以實現(xiàn)最大功率傳輸, 與傳輸線長短無關。 當傳輸線終端不匹配, 即負載 ZL ZC時, 如果滿足條件l (即傳輸線很短或信號頻率較低), 則由式(6-7)可以得到Zi = ZL, 即輸入阻抗等于負載阻抗。 由此可見, 只要導線長度比波長短得多時, 輸入阻抗總是等于負載阻抗, 如果負載為純阻, 輸入阻抗則為純阻。 2. 天線匹配器的平衡不平衡、阻抗變換作用 當將圖6-9(a)天線匹配器(兩個傳輸線變壓器)接成圖 (b) 電路, 它的輸入端兩個傳輸線變壓器串聯(lián), 其輸出并聯(lián)。如前所設, 每個傳輸線變壓器輸入阻抗為Zi 、傳輸線特性阻抗為ZC 、端接負載阻抗

25、為ZL, 當終端阻抗匹配時, 則Zi = ZC = ZL, 顯然, 天線匹配器總輸入阻抗為 Zi =2 Zi =2 ZC (6-8) 而天線匹配器總輸出阻抗為 (6-9) 將(6-9)式代入(6-8)式則有 (6-10)即天線匹配器的阻抗變比為41422iLLcZZNZZZ例如, 當傳輸線ZC =150 時, 則傳輸線變壓器的Ri=RL=150 。 (bb端或dd端負載RL也選150 , 則從aa或cc看入的阻抗均為150) 而天線匹配器的總負載(從bd負載端看入)為RL/2=75, 而總輸入阻抗(從ac端看入)為2 ZC =300 。又因為采用了高導磁率的鐵氧體磁芯, 變壓器繞組感抗很高,

26、因此可以看成繞組兩端是開路的。 這樣可將輸出端任意端接地, 對輸入端工作影響很小, 因此同時又完成了由平衡到不平衡的轉換作用。 6.2.3 高 頻 放 大 器高頻放大器的主要任務是放大高頻電視信號, 它的增益、 噪聲系數(shù)等主要指標對整機性能有極其重要的影響。 對高放級的要求是:(1) 因為整機的噪聲系數(shù)主要由高放級決定, 因此要求高放級的噪聲系數(shù)盡可能小, 一般應小于5 dB。 故要求采用噪聲系數(shù)小于3 dB的晶體管。(2) 有較高而穩(wěn)定的功率增益, 且要求對不同頻道的增益比較均勻。高放級增益約20 dB以上, 頻道之間的增益差應小于10 dB。(3) 具有良好的選擇性和足夠寬的通頻帶。要求幅

27、頻特性-3 dB帶寬大于8 MHz, -6 dB帶寬小于18MHz。(4) 具有自動增益控制作用, 高放級的增益可控范圍應大于20 dB。 一、 高頻放大器基本原理電路無論是機械調諧高頻頭還是電調諧高頻頭, 為取得較好的選擇性及較高的增益, 高頻放大器通常采用互感耦合雙調諧回路, 因為雙調諧電路具有較理想的雙峰頻應曲線。 常用的高頻放大電路如圖6-10所示。 圖 6-10 高頻放大器原理電路圖 (a) 為機械調諧器高頻放大器, 采用切換電感L1及L2的方法進行頻道選擇。V1為共發(fā)射極放大器, 基極受控于自動增益控制電路, AGC信號通過隔離電阻R1使基極直流電位變化來控制高放增益, 并提供給基

28、極偏壓。 集電極電壓EC通過R4、 L1供給, R4為直流通路隔離電阻, 因為通常電源輸出端接有大容量濾波電容, 如將+ EC直接接在調諧電容C2上, 濾波電容將會使調諧電容C2短路, 影響放大器正常工作, R3用來決定AGC起控電壓值, R2是直流負反饋, 用以穩(wěn)定V1的工作點, C5為交流旁路電容。C1C2 L1及C3 C4 L2組成雙調諧回路, 為了達到最佳傳輸, 必須使雙調諧回路與高放管V1和混頻管V2實現(xiàn)阻抗匹配, 因此V1輸出端與初級調諧回路L1C1C2的連接, 以及V2基極與次級調諧回路C3 C4 L2的連接都采用電容分壓方式。 圖中C6為中和電容, 用以保證高頻放大器對各頻道信

29、號都能穩(wěn)定地工作。 由于高放管內部集電極與基極之間的電容Ccb的內反饋作用, 將使高放級工作不穩(wěn)定, 甚至產生自激, 使高頻增益減小或使高放級頻率特性曲線產生畸變(不平滑, 部分異常突起)。 為了克服Ccb的不良反饋效應, 在高放電路中加入電容C6, 人為地再給基極加一個反饋電壓, 這個反饋電壓和Ccb產生的反饋電壓大小相等、 相位相反, 兩者互相抵消, 從而克服了集電極輸出通過Ccb對輸入端的有害影響。 因此把電容C6稱為中和電容。由C6 、 Ccb 、C1和C2構成的中和電路稱為電容橋式中和電路, 如圖6-11所示。 由電橋平衡原理, 當C1 / C2 = Ccb / C6時, 電橋平衡,

30、 U14=U24, 則U12=0, 即通過C6的附加反饋可以完全抵消內反饋電容Ccb 對輸入的不良影響。 C6值可由下式求得: 圖 6-11 電容橋式中和電路實際C6值應由實驗最后確定。圖6-10(b)為電子調諧式高頻放大器簡化電路。 它是通過改變初次級調諧回路電容(即圖中變容二極管VDT1和VDT2)進行頻道選擇。 電子調諧原理已在本章6.2.1節(jié)中介紹過, 電子調諧高放級與機械調諧高放級的基本電路結構與原理、 要求都相類似。圖中V為高放管、C1L1及變容二極管VDT1初級調諧電路, C2L2及變容管VDT2為次級調諧電路, C3為中和電容, L3提供C3的反饋信號, 改變L3的繞向和耦合松

31、緊來調節(jié)反饋中和電壓的相位和幅度, 達到良好的中和效果。 VD和R1R2為 VDT1 、 VDT2直流偏置電路。 二、 高頻放大器電路分析高頻放大器基本上是一個狹帶放大器(中心頻率與通頻帶之比大于10), 因此它的負載都采用選擇性好、 接近理想矩形曲線的雙調諧電路。 以圖6-10(a)為例, 忽略偏置元件和中和元件, 即得到圖6-12(a)交流等效電路。 繪出晶體管Y參數(shù)高頻等效電路如圖6-12(b)所示。圖 6-12 高放級等效電路 圖(b)中, 高放管用電流源 和輸出導納yoe1=goe1+jCoe1 相并聯(lián)代替, 混頻管用輸入導納yie2=gie2+jCie2等效, g01、 g02為并

32、聯(lián)諧振電路的諧振電導。 再將 和高放管輸出電導、 混頻管輸入電導分別折算到雙調諧回路初、 次級回路中, 則有圖6-12(c)。圖(c)中, CA=Coe1+C1、CB=C4+Cie2、 =n1 yfe1、 goe=n21goe1、gie2=n22gie2, 初級電容分壓系數(shù)n1 =c2/(CA+C2), 次級電容分壓系數(shù)n2=C3/(CB+C3)。 最后進一步簡化成圖(d)。 圖(d)中, g1=goe1+go1、 g2=gie2+go2、 =CAC2/(CA+C2)、 =CBC3/(CB+C3) 。 UyIfe11222ieieieCjgy1I1U1C2C1. 高放級雙調諧回路的頻率特性由圖

33、6-12(d)可知, 高放級負載是一個典型的雙調諧回路, 根據(jù)耦合回路理論分析, 為獲得良好的諧振曲線, 一般都令初、 次級兩個回路的諧振頻率品質因數(shù)相同, 即則在諧振點附近, 次級回路輸出電壓相對幅值隨頻率和耦合度的變化規(guī)律為QQQCLCL2102211,112222max224)1 (2nUU(6-11)則根據(jù)式(6-11)可得到不同時的頻率響應曲線, 如圖6-13所示。圖 6-13 高放級雙調諧回路的頻率響應 由圖可見, 當1時曲線兩峰是相對稱的。 為了兼顧選擇性和帶寬兩個方面, 高放級曲線要求呈雙峰, 這時頻帶中間雖然下凹, 但因為輸入回路為單峰特性, 二者互相彌補從而頻率特性頂部仍比

34、較平坦。雙峰曲線下凹量雙峰間頻帶寬度 QfB0221212 圖 6-14 計算功率增益等效回路 2. 高放級的功率增益由圖6-13可見, 耦合雙回路當=1和1時, 它們諧振曲線的峰值是相同的, 都達到了輸出的最大值Umax, 或者說, 在此峰值時滿足了最大功率傳輸和阻抗匹配條件。 因此, 雙調諧回路高頻放大器的最大功率增益就等于晶體管的最大功率增益。將圖6-12(a)中高放管用高頻Y參數(shù)等效電路等效, 并將次級負載反映到晶體管輸出端為RL, 則有圖6-14。 設晶體管輸出端與負載阻抗匹配, 即goe=gL, 則高放管最大輸出功率為ieoefepieoefeLLoefeLggyPPAgUPUgy

35、gggUygUP44)(212max21121221222高放管輸入功率為 因此, 晶體管最大功率增益為 APmax是高放管所給出的最大功率增益, 其值與外電路參數(shù)無關, 而由晶體管本身參數(shù)決定。APmax也即為雙調諧高頻放大器的最大功率增益。 因此, 盡量選擇特征頻率fT高、rbb小、 Cbc小的晶體管。 6.2.4 本 機 振 蕩 器 一、 對本機振蕩器的主要要求本機振蕩器是超外差式電視機高頻頭的重要組成電路之一, 它自激產生固定頻率的等幅正弦振蕩。對本機振蕩器有如下要求:(1) 振蕩頻率穩(wěn)定度高, 電壓和溫度漂移小。本振頻率應隨頻道變換而改變, 且始終比被接收電視頻道高38 MHz (或

36、37 MHz)的固定中頻。 本振頻率不穩(wěn)會造成圖像中頻和伴音中頻偏移, 會出現(xiàn)圖像清晰度下降 圖像畸變、 伴音減小或消失及彩色丟失等不良現(xiàn)象。 黑白機要求本振頻率偏移小于200 kHz, 彩色機則要求小于100 kHz, 需另設自動頻率微調(AFC)電路。 (2) 本振頻率必須可以微調, 以使本振頻率能準確地調諧, 獲得最佳接收效果。其頻率微調范圍一般為1.5MHz5 MHz。(3) 因為本振電路是具有一定功率的高頻信號發(fā)生器它可能通過天線向空間輻射, 向外輻射的本振功率會造成對鄰近電視機的干擾, 因此要求本振輻射要小。 一般本振信號幅度為100200mV, 且需將整個高頻頭用金屬外殼屏蔽。(

37、4) 本振輸出波形要良好, 諧波成分要小, 否則將會產生較多的組合頻率干擾。 二、 本機振蕩基本電路及分析 1. 機械調諧式本振電路分析電視機本振電路廣泛采用變形電容三點式振蕩電路(科拉普電路)。圖6-15(a)是機械調諧器KP122的本振電路。R2、R3、R4是偏置電阻, R1 C5為去耦電路, 略去R2、R3、R4, 并將C5短路, 則得到其交流等效電路, 如圖(b)。該電路為共集電極科拉普電路, C1C2C3C4與L1構成并聯(lián)諧振回路,C1與L1并聯(lián)后的阻抗可等效成電感 , 則有 1L112111112111111111CLLLLjCLLjcjLjcjLj(6-12) 設1(1-2 L1

38、 C1)0, 則 L1 , 也就是說, 并聯(lián)C1以后, L1可以減小 , 即可以適當減少本振電感的圈數(shù)。 由于增設C2與L1串聯(lián), 故在同一振蕩頻率下C3、 C4可取大些, 因此對電壓和溫度敏感的晶體管極間電容對實際的C3 、C4值的影響就可以減小, 對本振頻率的影響就可以減小。 該電路振蕩頻率可寫成 2L圖 6-15 高頻頭本振電路之一)111(1212143210CCCLLCf式中, L1如(6-12)式所示。如果滿足2104343221CLfCCCCC從而本振頻率主要由L1和C2決定, C3和C4在電路中只起分壓和反饋作用, 其值變化對振蕩頻率影響很小, 因而C2加入提高了本振頻率的穩(wěn)定

39、度。 圖6-15(a)電路中, C2為15pF, 取值較大是為了適當增加反饋量的緣故, 雖然不能滿足 的條件, 但由于C2的串入, C3 、 C4 對本振頻率的影響仍然被削弱了。 43432CCCCC2. 電子調諧式本振電路的分析圖6-16是國內外電視機中常用電子調諧式本機振蕩電路, 為共集電極科拉普電路。圖6-16(a)中, V接成共集電極電路, R6、 VD1、 C8、 C9、 C10為頻段選擇電路, VD、 R5為變容管VDT1的直流偏置, 用來改變VDT1變容管的電容量, 從而進行頻道選擇。 設選擇VHF頻段的波段, 則L2短路。 R2、 R3、 R4為晶體管V直流偏置電阻, R1、C

40、5、 C6為去耦電路, 略去R2、 R3 、 R4, 并將C5 、 C6短路, 則有圖(b)等效電路。 顯然該等效電路與圖6-15(b)完全一致, 其分析結論也完全適用該電路。 圖 6-16 電子調諧高頻頭本振電路(VHF頻段)6.2.5 混 頻 器混頻器的作用是將從高放級送來的高頻電視信號的載頻與本振器送來的高頻等幅信號差頻出一個固定的中頻載頻 (38MHz), 然后送給中頻放大器進行放大。對混頻器的要求如下:(1) 混頻功率增益要大。一般混頻器輸出的中頻功率與輸入的高頻信號功率之比應大于1020dB。(2) 應具有良好的選擇性和較小的噪聲系數(shù)。為了減少其它干擾信號進入中頻放大器, 混頻器必

41、須具有良好的選擇性, 為此, 輸出端通常采用中頻雙調諧電路。 由于混頻器處于信道前部, 故要求本身噪聲系數(shù)小。 (3) 混頻失真和干擾要小。我們只要求混頻后的載波頻率由高頻變?yōu)橹蓄l, 而代表圖像和伴音信息的高頻電視信號調幅波的振幅和瞬時頻率的變化規(guī)律不變, 否則將會使圖像和伴音產生失真。 另外, 還要設法去掉混頻過程中產生的其它干擾信號。(4) 應有較好的匹配特性, 以獲得最佳功率傳輸。因此混頻器輸入端與高放輸出端連接采用電感抽頭, 而混頻器輸出電路與中放輸入端也常采用電容抽頭等方式以實現(xiàn)阻抗匹配。在電視機中常見的混頻電路是他激式的, 即用兩個晶體管分別擔負振蕩與混頻。 根據(jù)高頻電視信號與本振

42、信號注入混頻管方式的不同, 混頻電路型式和特點也不同。 一、 混頻原理混頻電路的核心是非線性器件, 通常用晶體二極管或三極管。 圖6-17(a)為二極管混頻原理電路。 二極管VD為混頻器件, 其非線性特性曲線如圖6-17(b)所示。圖(a)中信號電壓us=Uscosst、本振電壓uL=UL cosLt 均為正弦波, L C為特定的檔緶貳將圖(b)二極管的非線性特性用冪級數(shù)表示, 當忽略三次以上各項時則有下式: i=a0+a1 u+a2 u2 (6-14) 圖 6-17 二極管混頻原理示意圖式中, a0、 a1、 a2為各項系數(shù), u為非線性器件兩端電壓, i為流過非線性器件的電流。 則二極管電

43、流主要由水平直線(a0)、 斜直線(a1u)和平方曲線(a2u2)疊加而成。 若不考慮輸出電壓的反作用, 將u=us+uL=Uscosst+ULcosLt代入(6-14)式, 并經三角公式變換整理后則得到)cos()cos()2cos2cos(2)coscos()22(2222122220ttUUatUtUatUtUaUaUaaisLsLLsLLssLLssLs(6-15)顯然, 當兩個不同頻率的高頻電壓作用于非線性器件時, 電流中不僅包含基波(s、 L)成分, 同時由于平方項的存在, 還產生了許多新的頻率成分(即直流、 二次諧波、 和頻及差頻等分量)。 而其中頻率較低的差頻(L-s)就是我們

44、所需要的中頻分量I, 利用LC回路將其選出, 則混頻后的中頻電流iI為 iI=a2 Us UL cos (L-s)t設中頻選頻電路(LC)對中頻I的諧振阻抗為R0, 則混頻器輸出的中頻信號電壓為 uI=iIR0=a2 R0 Us UL cos (L-s)t (6-16)則有 UI=a2 R0 Us UL可見, 混頻器中頻輸出電壓振幅UI與輸入信號電壓振幅Us成正比。 這種線性關系說明混頻器輸出中頻信號UI包絡形狀與輸入信號us的包絡形狀是完全一致的, 而混頻器僅僅是將us的高頻載頻頻率fs變換成了中頻載頻頻率fI(=fL-fs), 從上述分析可知, 混頻器要完成頻率變換的任務必須有三個組成部分

45、: 本機振蕩器, 用來產生本機振蕩電壓uL, 非線性器件, 用來產生差頻fL-fs, 中頻帶通濾波器(LC中頻選頻電路), 從各種頻率分量中取出中頻信號。 圖 6-18 混頻器的頻譜變換 高頻電視信號的混頻過程可用圖6-18頻譜圖表示。 fL為本振頻率、 fP為圖像高頻載頻, fs為伴音高頻載頻、 fPI為圖像中頻、 fsI為伴音中頻。 由圖可見, 混頻后得到的差頻信號的頻譜和原高頻電視信號的頻譜基本一致, 只是把頻譜從頻率軸的高頻段移到了中頻段, 并且由原來的伴音高頻載頻fs比圖像高頻載頻fP高6.5MHz變成伴音中頻載頻fsI比圖像中頻載頻fsI低6.5 MHz。 二、 混頻器電路分析不論

46、是彩色機還是黑白機、 機械調諧還是電子調諧的高頻頭, 對混頻器的要求沒有什么不同。 常用晶體管混頻電路如圖6-19及6-20所示。 1. 混頻器原理電路圖6-19(a)為共發(fā)射極混頻電路, 高頻電視信號由高放級通過雙調諧電路耦合到混頻管V1的基極, 本振信號(約200mV)通過電容C5也同時加到V1基極。R1、R2、 R3是偏置電路, C6為旁路電容。為取得良好選擇性, 混頻器輸出回路采用雙調諧電路。為了使用方便, 高頻頭與圖像中放在結構位置上有一定距離, 因而混頻器輸出與中放輸入之間都采用同軸電纜連接, 電纜特性阻抗為75, 它具有較大的分布電容, 大約每15cm長的電纜線具有15 pF的分

47、布電容CM。 通常, 混頻器雙調諧回路的初級在混頻器的輸出端, 如圖中L1C1C2, 雙調諧回路的次級則放在中放級的輸入端, 如L1C1C4及電纜分布電容CM。 雙調諧回路之間是崐通過C2及CM進行耦合, 稱為內電容耦合雙調諧回路。圖 6-19 內電容耦合雙調諧混頻器原理電路 將混頻管輸出用電流源及Roe、Coe等效, 中放管用輸入電阻Rie和電容Cie等效, 則混頻輸出等效電路如圖6-19(b)。圖中忽略了C3阻抗認為短路, CM與C2合成為雙調諧回路的內耦合電容C2, L1為可調諧初級電感, 安放在高頻頭中, L2為可調諧次級電感, 裝在中放板上。圖6-20是互感耦合雙調諧混頻電路, 它仍

48、采用共發(fā)射極電路。R1、R2、R3為偏置電阻, C5為旁路電容, R4、C6、C7是退耦電路, L1、C1與L2、C2、C3等為調諧在中頻頻率的互感耦合雙調諧回路, R5用來降低初級回路QL值, 使與次級QL相等, 以獲得理想帶寬。調節(jié)B1的磁芯可實現(xiàn)兩回路調諧。因為同軸電纜特性為75 , 所以輸出采用了電容分壓形式。 圖 6-20 互感耦合雙調諧混頻電路2. 混頻增益及輸入輸出信號頻譜混頻功率增益是一項重要指標, 可寫成式中, Po為輸出中頻信號功率, Ps為輸入高頻信號功率。 為了獲得最大輸出功率, 必須使混頻器的負氐緄糶L與輸出電導goc相等。在實際中, 往往依靠適當選擇輸出回路的圈數(shù)比

49、、分壓比來達到此阻抗匹配關系。在阻抗匹配的情況下: Ps=u2sgic spPPK0式中, gic為變頻器的輸入電導, goc為變頻器的輸出電導, gc為晶體三極管的混頻跨導, 它表示混頻器輸入的高頻信號電壓us(注: 這里所謂的us應包括高頻電視信號us和本振電壓uL)對混頻器輸出的中頻電流(gcuc)的控制能力。則最大變頻功率增益為可見, 要提高混頻增益, 就需要提高混頻跨導gc、 降低輸入電導gic和輸出電導goc。實踐證明, 混頻增益和混頻管發(fā)射極電流及本振功率有關, 通常混頻管工作電流取12 mA, 本振注入電壓取100300 mV。 ocicepcmgggK42如前所述, 混頻器輸

50、入的高頻電視信號由高頻圖像信號uP(調幅波)和高頻伴音信號us(調頻波)疊加而成, 它們的載頻分別為fP和fs。兩個信號總的頻帶寬度為8 MHz。其波形如圖6-21中uP 、fP和us、 fs所示。 另一輸入是來自本機振蕩器的高頻等幅信號, 其波形如圖中uL、 fL。混頻后的uP調幅波的包絡變化規(guī)律不變, us調頻波的頻率變化規(guī)律不變。 但載頻頻率都由高頻變?yōu)橹蓄l:圖像中頻 fPI=fL-fP=38 MHz伴音中頻 fsI=fL-fs=31.5 MHz 圖 6-21 混頻器輸入輸出信號波形 混頻前后的頻譜變化如圖6-22所示。 顯然高頻電視信號與中頻電視信號的頻帶寬相同, 但其頻譜分布不同。

51、圖 6-22 混頻前后的信號頻譜圖6.3 TDQ3型調諧器電路分析 6.3.1 概 述 TDQ3型高頻調諧器是全頻道調諧器, 既能接收甚高頻(VHF)信號, 又能接收特高頻(UHF)信號, 把甚高頻頭和特高頻頭合為一體, 其組成框圖如圖6-23所示。當接收VHF頻段信號時, 電子開關S斷開, UHF部分不工作。此時112頻道信號經帶通濾波器送至高放, 然后與本振信號混頻, 最后輸出載頻為38MHz (或37 MHz)的殘留邊帶中頻調幅信號, 以及載頻為31.5MHz (或30.5MHz)的伴音中頻調頻信號, 完成了VHF調諧任務。當接收UHF頻段信號時, UHF部分接通電源, 電子開關S也接通

52、。此時, VHF高放與本振停止工作。VHF的混頻器仍工作, 但被作為UHF的中頻放大電路。從而UHF變頻器把1357頻道的電視信號變成了中頻, 送往中放電路去放大。 圖 6-23 TDQ3型全頻道調諧器組成框圖 一、 電路特點(1) UHF和VHF共用同一天線端, 即輸入端共用。 為了相互隔離, 分別接有各自所需的濾波器。UHF輸入端串接高通濾波器, 用來抑制VHF信號和中頻干擾。VHF輸入端串接一個由高通濾波器和低通濾波器組合成的復合帶通濾波器, 只許、 波段的信號通過, 而抑制其它干擾、 衰減天線輸入端的本振泄漏電壓。(2) 選用了低噪聲、交擾調制小、AGC控制范圍大的MOS型雙柵場效應管

53、做高放, 并將雙柵場效應管接成共源共柵級聯(lián)放大器, 不但有較高的增益, 而且工作穩(wěn)定、不易自激。(3) 采用三極管混頻, 不僅獲得一定的混頻增益, 而且所需本振注入電壓遠比二極管混頻器小, 有利于減少本振幅射。為獲得較高的混頻增益并具有良好的隔離作用, VHF波段采用共射共基級聯(lián)混頻電路。(4) 調諧器的中頻(IF)輸出電路采用電感分壓式, 電容耦合輸出, 它與機芯中放輸入端并接電感L102 (見附圖(二)及電纜的分布電容等組成電容耦合雙回路, 可以實現(xiàn)寬頻帶、 低阻抗(75 )匹配。 二、 調諧器供電電壓受選臺板上波段開關控制的供電電壓有: BV是當VHF工作時,高放及本振的供電電壓,數(shù)值為

54、12。 BS是當VHF工作時,電子開關控制電壓,在波段時為32V, 在波段時為0V。 BU是UHF工作時的電源電壓, 數(shù)值為12 V。高頻頭工作時紿終投入的電源有: BM是VHF混頻器和電子開關的供電電壓, 數(shù)值為12 V。 BT是電子調諧電壓, 由選臺板的電位器控制, 可調范圍為0.530 V (或032 V)。 AGC是自動增益控制電壓, 在80.5V之間變化。 此電壓越小, 高放工作點電流越小。于是放大量越小, AGC作用增強。 AFC是自動頻率微調電壓, 在6.54V范圍內變化, 用以微調調諧器本機振蕩的頻率。 6.3.2 VHF電路分析 TDQ3型全頻道電子調諧器原理電路如圖6-24

55、所示, 該調諧中頻頻率為37 MHz。 一、 輸入電路L1、 C1、 L3構成截止頻率為300 MHz的K式低通濾波器, 它與截止頻率為40 MHz的高通濾波器HPF3822組合成復合帶通濾波器, C3、 L4為圖像中頻諧振, 抑制來自天線的圖像中頻干擾, 它們總的幅頻響應特性如圖6-25所示。 圖 6-24 TDQ3型全頻道電子調諧器電路圖 6-25 VHF輸入端復合濾波特性選頻電路采用電感抽頭、電容分壓式, 以保證與低阻天線、高輸入電阻的高放匹配。由于輸入電路是有耗無源網(wǎng)絡, 不可能達到輸入、 輸出均匹配的最大功率傳輸狀態(tài), 因此, 這里是指調節(jié)電感抽頭位置, 使輸入端匹配, 也即可使電壓

56、傳輸系數(shù)達最大, 這時的電感接入系數(shù)稱為最佳接入系數(shù)nopt。選頻電崐路的負載為MOS管高放, 其輸入電阻較高, 故保持電壓傳輸系數(shù)最大是有意義的。 選頻電路的交流等效電路如圖6-26, 圖(a)為波段時的等效電路。此時, 因BS=32 V、BM=12 V, 所以電子開關VDS1、VDS2處于截止狀態(tài)。若忽略互感作用, 電路的電感分壓比(接入系數(shù)為)87551LLLLn+=圖 6-26 VHF選頻電路交流等效電路圖(b)為波段等效電路。此時因BS=0 V、BM=12V, 故VDS1、 VDS2均導通, VDS2將L7短路, 以降低電感值, 提高回路諧振頻率, VDS1將L6并聯(lián)在L5兩端, 以

57、使電感分壓比(接入系數(shù))保持最佳數(shù)值。 此時接入系數(shù)為656586565LLLLLLLLLn+= 如果改變L6, 即可改變抽頭接入系數(shù), 使其達最佳狀態(tài)。 如減小L6支路電容C6, 使其對交流呈現(xiàn)一定阻抗值, 則L6與C6串聯(lián)后與L5相并聯(lián), 也可改變抽頭接入系數(shù), 同樣可獲最佳狀態(tài)。從選擇性角度考慮, 希望回路有效Q值高些, 增強對副波道干擾的抑制能力, 從而希望n值小, 否則將會加大天線電阻對選頻回路有效Q值的影響, 降低Q值 但另一方面, n值增大, 亦會降低回路噪聲系數(shù)。權衡利弊, 仍以匹配需要作為確定n值的條件。 二、 高頻放大器 TDQ3型高頻頭中采用雙柵N溝道MOS場效應管, 接

58、成共源共柵級聯(lián)放大器, 雙柵場效應管電路如圖6-27所示。 雙柵場效應管與普通三極管比較, 具有下面三個突出優(yōu)點:(1) 場效應管線性范圍寬、AGC控制靈敏, 控制范圍大。(2) 兩個柵極均能控制溝道電流, 使用方便。 高頻電視信號從g1柵極輸入, 控制輸出, AGC電壓從g2柵極輸入, 控制場效應管內導電溝道的大小, 從而實現(xiàn)對增益的控制。 圖 6-27 雙柵場效應管電路(3) 噪聲小。 這是因為絕緣柵場效應管是由電荷感應工作的, 載流子雜亂運動產生的散彈噪聲是很小的 其次, 由于場效應管是電壓控制元件, 不存在因載流子隨機復合引起的電流分配噪聲。場效應管的主要噪聲是溝道內的電子不規(guī)則熱運動

59、所引起的熱噪聲, 場效應管放大器的噪聲系數(shù)通?？傻偷?.5dB, 并且交擾調制小。圖6-27中, 靠近源極的g1極稱為信號柵, 通常加交流信號, 它對源極(S)的偏壓ug1s可在1 V之間變化, 但小信號放大時, 常加負偏壓(如-0.5V)。 靠近漏極的稱為第二柵極, 一般應為交流地電位, 其相對源極的直流偏壓uG2s常小于4 V。ug2s值愈小, 甚至變負, 場效應管漏極電流愈小, 放大器增益就越小, 所以該高頻放大器采用反向AGC控制。 圖中, R7、R8、R9、R10為直流偏壓電路, C14為源極交流旁路電容, R11為漏極負載, L9為扼流圈, 抑制漏極高頻信號。C11、C15為高放級

60、級間耦合電容, R6、R5、 C12為AGC輸入電路。 高放級輸出電路是由L10、L11、L12、L13、L14構成的電感耦合雙調諧回路(參見圖6-24)。變容管VDT2、VDT3為回路調諧電容, 同受調諧電壓BT控制。VDS3、VDS4為雙回路電子開關, 當波段工作時, BS=0(BM=12V), VDS3、VDS4導通, L12、L13及L14短路, 只有L10、L11參與工作, 則提高了雙調回路的諧振頻率。高放輸出信號是經耦合電容C25、C26送至混頻器基極的。 三、 混頻器VHF波段的混頻器, 始終在全頻道接收中處于工作狀態(tài), VHF波段工作時是混頻器, 而UHF波段工作時作為中放?；?/p>

61、頻管V2、V3構成共發(fā)共基級聯(lián)混頻器以提高混頻增益和混頻器高頻工作穩(wěn)定性。BM=12 V, 崐為混頻器供電電源。 混頻器輸出回路是電感分壓式、電容耦合雙調諧回路。 初級調諧回路L15、L16、C30等安裝在高頻頭中, 而次級回路則安裝在主機板中放的輸入端, 由電感L102、電纜分布電容、中放輸出電容等組成, 如圖6-28所示。 圖 6-28 VHF混頻負載電路如果忽略互感等的影響, 其輸出回路電感接入系數(shù)(即電感分壓比): 其交流等效電路中 161516LLLn)(1110210220201022312iiRRRRnRCnCLnLCnC 改變L15相當于改變n值, 可改變回路間的耦合, 也可改

62、變回路諧振頻率和有效Q值(即改變初、次級間的影響程度), 以便調整回路的幅頻特性。四、 本機振蕩器 TDQ3型高頻調諧器本機振蕩電路是集電極接地電容反饋三點式振蕩器, 由V4等元件組成。 電路分析如6.2.3節(jié)。波段工作時, 電子開關VDS5不通, 振蕩回路電感由L19和L20構成。 波段時, BS=0 V, 電子開關VDS5導通, L20被短路, 僅L19仍接在諧振電路中, 從而振蕩頻率提高。 變容管VDF1受AFC電壓控制, 在波段工作時AFC起作用, 當工作在波段時, 它對振蕩頻率控制較弱。 變容管VDT4受調諧電壓BT控制, 是振蕩回路的可變電容, 它與輸入回路、 高放回路進行統(tǒng)調。

63、6.3.3 UHF電 路 分 析一、 UHF電路的特點 1. 傳輸導線的高頻特性當頻率比較低(比如中短波段)時, 電路參數(shù)集中在一定的電路元件中, 即認為磁場集中于線圈、電場集中于電容、 損耗集中于電阻, 稱此為集中參數(shù)電路。實際上, 由于連接電路元器件的導線中有電流流過會發(fā)熱, 消耗了有功功率, 因此導線具有一定的電阻 導線之間絕緣不理想, 存在漏電流, 說明導線之間處處有一定電導 當導線中流過電流時, 導線周圍會產生磁場, 證明它有一定電感 導線與導線間有一定電位差, 因而導線之間存在電場, 說明導線之間有一定電容。 這些分布在電路中布線或結構中的電阻、電導、電感、電容, 被稱為“分布參數(shù)

64、”VHF頻段的頻率為48.5223 MHz, 這時電路參數(shù)的集中性已經不如中短波段明顯了。比如VH高頻頭中的電感線圈, 當?shù)谝活l道時為幾十匝, 頻道越高, 匝數(shù)越少, 由幾十匝、幾匝變?yōu)?匝, 甚至半匝。也就是說電感線圈已接近于電路元器件的聯(lián)接導線。電容也由幾十pF變到幾pF, 接近于空間的分布電容了, 因此分布參數(shù)的影響就不能忽略。UHF頻段的頻率為470958 MHz, 為特高頻段, 這時不但電路的分布參數(shù)的影響不能忽略, 而且必須依靠分布參數(shù)工作。它與VHF的主要區(qū)別是調諧回路均采用分布參數(shù)回路。 在高頻頭UHF波段中, 通常是高頻頭信號的傳輸導線終端短路(簡稱短路線)或終端開路(開路線

65、)的情況 (即 ZLZC的極端情況: ZL =0或ZL =)。 由高頻傳輸線理論分析可知:(1) 當短路線或開路線的長度為/4的整數(shù)倍時, 傳輸線的輸入阻抗等于0或。 傳輸線相當于串聯(lián)LC諧振回路或并聯(lián)LC諧振回路, 稱為傳輸線諧振器。 這種分布參數(shù)諧振回路具有很高的Q值, 是普通集中參數(shù)LC諧振回路無法做到的。 但傳輸線諧振回路不實用, 因為要改變頻道時必須改變傳輸線長度, 使它連續(xù)地調諧于不同波長, 這種調諧方法很困難。 (2) 當短路線的長度l/4(稱為縮短/4短路線)、 開路線長度為/4l/2(稱為縮短/2開路線)時, 它們的輸入阻抗均呈電感性。 只要配上適量的可變電容, 就構成了現(xiàn)在

66、實際應用的UHF調諧電路。 2. 同軸線諧振腔及集中參數(shù)等效電路同軸線諧振腔就是利用傳輸導線輸入阻抗的電感特性設計的。 諧振回路的能量崐封存在同軸腔內外導體之間的空腔內。采用具有一定厚度的多室的金屬殼體, 高頻放大器或本機振蕩器等均各置一室, 它既可起屏蔽作用, 又可作為諧振腔的外導體, 通常外導體為地電位。 諧振腔的內導體長度將根據(jù)需要確定。 圖6-29為縮短/4終端短路同軸線諧振腔的剖面圖及其等效電路, 內導體是縮短/4短路線。因為同軸線諧振腔與傳輸線諧振器從輸入阻抗角度看是等效的, 則根據(jù)(6-7)式, 如果終端短路的長度l/4, 則從aa向左看入的輸入阻抗為dWWZltgjZZcci216 . 0ln602其特性阻抗為圖 6-29 縮短/4短路同軸線諧振腔結構示意圖其中, W1、 W2外導體內壁尺寸, d為內導體直徑。 因(6-17)式輸入阻抗呈感性, 用電感L0等效, 它與端接電容C組成一個并聯(lián)諧振電路。當諧振頻率一定時, 如果外接電容C越大, 諧振回路所需電感越小, 即諧振器的長度可越短, 可使l/4, 因此電容C稱為縮短電容。 當諧振腔的尺寸和長度確定后, 改變電容量(用